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高級硬件工程師設計電路,多想了哪幾個問題?
作者:FXTON   發布時間:2019-07-25  來源:FXTON

實際設計時面臨的問題、考慮的因素比這里列出的多得多。羅馬不是一天建成的,所以需要日積月累的。

異常情況的思考:


一、電流倒灌

集成電路的典型模型如下:



1、D1在大多數CMOS集成電路中起著防靜電功能。同時輔助起著輸入端限幅作用。但是在ABT,LVT,LVC和AHC/AHCT類集成電路中無此二極管。

2、D2是半導體集成所產生的寄生二極管(存在于所有數字集成電路),其輔助功能為對線路反射的下沖信號進行限幅,提供一些放電保護功能。

3、D3用于保護CMOS電路在放電時的干擾。在大多數雙極性器件中也存在此二極管,但為寄生二極管。在集電極開路和三態輸出的雙極性器件中無此二極管。

4、D4在所有集成電路中均存在此二極管。它是器件的集電極或漏極的二極管。在雙極性器件中還附加了一個肖特基二極管對線路反射的下沖信號進行限幅。在CMOS電路中附加了二極管以增加防靜電功能。

電流倒灌產生的原因:



當使用CMOS型器件作為接口芯片在如下圖所示的電路中使用時,如果Vcc2斷電,Vcc1繼續供給G1,G1的高電平輸出電流將通過D1向Vcc2上的電容充電(該充電電流將使D1迅速過載并使其損壞。CMOS器件中D1只能承受20mA的電流)并在Vcc2上建立一電壓,該電壓使使用Vcc2供電的其它電路工作不正常,特別使可編程器件。

解決措施:




如圖(a):在信號線上加一個幾歐姆的限流電阻,可防止過流損壞二極管D1,但不能解決灌流在Vcc上建立電壓;

如圖(b):在信號線上加二極管D3及上拉電阻R,D3用于阻斷灌流通路,R解決前級輸出高電平時使G1的輸入保持高電平。此方法即可解決灌流損壞二極管D1的問題,又可解決灌流在Vcc上建立電壓。缺點是二極管D3的加入降低了G1的低電平噪聲容限;

如圖(c):在G1的電源上增加二極管D7。缺點是前級輸出高電平時,G1通過D1獲得電壓并從輸出高電平給后級電路。同時降低了G1的供電電壓,使其在正常使用時高電平輸出電壓降低。

最有效的解決方法是使用雙極型的器件(如LS器件,ABT器件)作為接口,由于雙極型器件沒有保護二極管D1存在,故不存在上述灌流通路。需要注意的是這時接口的輸入、輸出信號線上不能加上拉電阻(雙極型器件輸入懸空當高電平對待)。


二、熱插拔設計

熱插拔對電源的影響:

電路板上電或熱插拔時會從電源拉出很大的啟動電流并導致電源電壓的波動,此現象控制不當將影響系統中其它電路的正常使用,甚至導致整個系統的損壞。

熱插拔電路的最低要求是提供浪涌電流限制,防止在大的容性負載加電時整個系統損壞。限流功能還有助于減小供電電源的尺寸,并防止在連接器接觸時產生電弧。其它熱插拔特性還包括:低等效串聯電阻、斷路器、狀態指示、雙插入點檢測和電源就緒指示。

目前我公司的產品除個別處理機對電源采取上電限流措施外,其余電路板使用PTC對負載過流進行限制,但沒有上電限流措施。

最簡單的限流元件是保險絲,它可以單獨使用或與其它保護元件配合使用,由于保險絲可以有效地防止過流的沖擊,它們在系統中既是必須的(如UL 標準的規定),也是系統遇到災難性故障時的最終防線。標準保險絲的主要缺陷是只能一次性使用,另外一種可替代的小型器件是多重保險絲,這種保險絲的物理尺寸可以根據流過其自身電流所產生的熱量而膨脹或縮短,多重保險絲的工作電壓范圍受溫度的限制,但它能夠自復位,這是相對于標準保險絲的最大優點。

普通熱插拔電路由電容、齊納管和FET 構成,如下圖所示。通過對連接在Q1 柵、源極之間的電容C1 充電達到限制浪涌電流的目的。如果上電期間C1 放電,Q1 的柵極與源極相當于短路,Q1 將維持開路。C1 充電時,Vgs增大,Q1 緩慢開啟。C1 的大小和Q1 的Vgs指標確定了Q1 的開啟時間和負載電容C2 的充電時間。齊納管ZD1 用于防止柵-源電壓超出其最大額定值。




接口IC的熱插拔:

電路板上電或熱插拔時如果處理不當,會通過信號線對系統中的其它電路板的正常使用造成影響,也可能造成接口IC的軟損傷或硬損壞。所以在系統及電路板設計時應盡量滿足以下要求:

電路板在熱插拔時必須保證地端子首先連接,這是電路板正常工作的基礎。在多電源系統,特別是有負電源同時使用的系統中,如果熱插拔時不能保證電路板的地端子首先連接,則應盡量不在電路板的負電源上使用大容量的電容,因為在此情況下可能使電路板的地電位偏離到負電位,使接口IC的輸入、輸出管腳對地電壓超過其耐受范圍,造成接口IC管腳的損壞。

1、使用輸入或輸出端不帶對電源保護二極管的IC;

2、使用具有上電三態功能的IC。

正確的電路板上電次序應為:

首先連接電路板的地;

其次連接電路板的電源;

連接電路板的復位端子;

最后連接電路板的信號端子;


三、過流保護

過流保護技術在電源設計中使用較普遍,在電路板設計中可以借鑒。由于器件工作不正?;蚬收蠐p壞等原因可能造成電路板電源過流,對此如果不加以限制可能給系統帶來災難性后果。

在電路板的電源入口處串聯小阻值的PTC元件可對電源進行有效保護,當電路板產生過流時,流過PTC的電流增大,使PTC溫度升高,同時其阻值增大,限制電流的進一步增加,使進入電路板內的電流限制在一個較小的范圍內,對電路板可有效起到保護作用,同時不至于影響其它電路板的正常工作。使用PTC的另一個優點是可重復性,當過流條件不存在后,PTC的溫度下降,阻值回到常態,不影響其正常使用。

選擇PTC時需要注意其耐壓、不動作電流及靜態電阻和動作時間。

案例:我們OC的輸出,控制電磁閥。電磁閥一端接12V,一端接OC輸出。但是在安裝過程中,時常出現:由于施工不小心,OC直接與12V短路,導致三極管、或者MOS管,直接失效,導致現場大量三極管燒毀。



經過優化,可以通過下面電路,預防過流,導致三極管損毀。


高速信號設計的思考:

四、信號完整性

電信號(電流、電壓信號)在沿導線傳輸的過程中,由于分布電感、電容和電阻的存在,導線上各點的電信號并不能馬上建立,而是有一定的滯后,離信號源越遠,電壓波和電流波到達的時間越晚。當導線的阻抗有變化(如背板線與電路板內的信號線、接插件等)或負載阻抗與線路阻抗不匹配時,將對電信號產生反射和折射。

如下圖所示,由于反射波的存在,始端輸入信號并不是理想的階躍電壓,而是具有一定前沿時間的脈沖信號。

上圖中信號的寬度大于信號的傳輸延遲(36nS),若信號寬度小于信號的傳輸延遲,信號將不能傳輸到終點,系統將失控。

最大匹配線長度計算:

方法1:

定義:信號在傳輸線上的反射波的振蕩過程如果在芯片的傳輸延遲時間內,反射波將不影響芯片的工作,將信號在傳輸時間內所傳播的距離稱作最大匹配線長度,當傳輸線超過匹配長度時,稱為長線傳輸,此時需要考慮采取措施抑制反射波干擾。

lmax的長度表示為:

式中:tPD——數字電路的傳輸延遲時間(ns)

V——電磁波速度,(1.4~2)×108m/s

K——經驗常數,取k=4~5

例如,取k=4,v=2×108m/s,求得下面幾組最大匹配線長度:


對于TTL系列電路而言,其動作時間為5~10ns,CMOS系列電路的動作時間為25~50ns,HC系列電路的動作時間與TTL系列相仿。系統中往往是多種系列器件混合使用,故應以TTL系列器件對應的lmax為準。所以傳輸線長度lmax可取25cm。也就是說,當傳輸線長度超過25cm時,應采取抑制反射波干擾措施。

方法2:

定義:如果信號在傳輸線上往返一次的時間比信號的上升時間短,則認為該傳輸線不匹配也不會對信號產生影響。

如下圖所示,就同一條線路而言,具有不同上升時間(下降時間)的數字電路驅動相同的負載(3英寸長的無匹配信號線,負載電容15pF),其輸出信號的波形大不相同。上一個波形表示1986年生產的驅動器的(上升/下降時間為5ns)輸出波形,波形很好,可以使用;下一個波形表示1996年生產的驅動器(上升/下降時間為1/2ns)的輸出波形,波形很差,不能使用。



《High Speed Digital Design》一書中推薦的最大傳輸線計算公式如下:

lmax=(V×tr/6)×10-9(m)

式中:V:電磁波傳播速度(3×108m/s);tr:信號上升時間,即從10%上升到90%的時間(ns);

注:該計算公式與數字電路的傳輸延遲時間無關。并且將信號在傳輸線上往返一次的時間限制在信號上升時間的1/3內。

例如:設一器件的tr為10ns,則當其驅動的信號線長度大于50cm時就需要當長線傳輸來對待;而對一個tr為1ns的器件,則當其驅動的信號線長度大于5cm時就需要當長線傳輸來對待。

需要注意的是:兩種長線的計算方式都與信號的頻率無關!

信號在傳輸線上的反射情況分析,根據電壓反射系數的定義有:

Fv=(Z2-Z1)/(Z2+Z1)

當傳輸線特性阻抗Z1與負載阻抗Z2相等(匹配)時,電壓反射系數為零,即此時不會發生反射;

當Z2<Z1時,電壓反射系數為負值,即反射電壓為負,隨著反射的進行,電壓迅速達到平衡狀態。特殊情況Z2=0,反射系數Fv=-1,電壓反射一次后終端電壓即達到零狀態。由此可見,降低負載電阻由助于消弱反射干擾。

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